Волновое сопротивление МПЛ W зависит от е и соотношения размеров линии щ/h :
(2.4.1)
где W - волновое сопротивление МПЛ,
е - диэлектрическая проницаемость подложки,
щ - ширина МПЛ,
h - толщина МПЛ.
В качестве подложки используется материал электроизоляционный фольгированный МИ1222-1-35-1,5-1 класс толщиной h=0.8 мм и с диэлектрической проницаемостью е=5.5 [8]. Из формулы 2.4.1 получим требуемое значение щ для получения заданной величины волнового сопротивления W=50 Ом.
(2.4.2)
рассчитаем щ:
МПЛ нуждается в экранировке. Обычно СВЧ ИС для экранировки, а также для защиты от механических повреждений помещают в металлический корпус. Расстояние от его стенок до поверхности подложки с полосковыми проводниками должно быть в 4-5 раз больше толщины подложки, при этом влияние корпуса на электрические параметры МПЛ будет малым.
Рассчитаем четвертьволновой замкнутый шлейф. Длина волны в свободном пространстве выражается по формуле 2.4.3:
(2.4.3)
где с = 300000 км/c - скорость света,
f=808 МГц - рабочая частота.
Так как длина волны в МПЛ меньше в свободном пространстве, то пересчитаем длину волны, из графика [9] отношение ло/лв = 2.Тогда длина четверть волнового замкнутого шлейфа равна:
(2.4.4)
Ширина четвертьволнового шлейфа та же что и МПЛ, т.е. щ=1.2 мм.
3. Расчет смесителя
3.1 Выбор схемы смесителя
В приемниках длинных, средних, коротких и метровых волн рационально использовать транзисторные преобразователи частоты. В приемниках дециметровых волн можно применять преобразователи с транзисторными и диодными (резистивными, туннельными и параметрическими) смесителями. Приемники сантиметровых и миллиметровых волн имеют преобразователи с диодными смесителями. В разрабатываемом приемнике рабочая длина волны 37 см, т.е. дециметровый диапазон, тогда по выше приведенным рекомендациям будем осуществлять синтез транзисторного смесителя, так как диодные смесители имеют больший коэффициент шума и меньший коэффициент усиления что в конечном итоге отразится на уменьшении чувствительности приемника.
Одним из важнейших узлов приемника является смеситель, осуществляющий функцию переноса спектра частот в ту или иную область. В диапазоне СВЧ биполярные транзисторы используются до частот 4..6 ГГц, на более высоких частотах лучшие показатели имеют ПТШ. В зависимости от схемы построения смесители делятся на небалансные (НБС), называемые еще однотактными, и балансные (БС), или двухтактные. Однако НБС в современных приемниках РЛС применяются весьма редко, так как имеют ряд недостатков по сравнению с БС. Ниже рассмотрим преимущества БС. Основным преимуществом является способность подавлять шум амплитудной модуляции колебаний гетеродина, что весьма важно для получения низкого коэффициента шума. Наряду с этим БС работает при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость к сигналам помех определенных частот, а также позволяет уменьшить мощность гетеродина, просачивающуюся в антенну, что позволяет увеличить скрытность работы пассивной РЛС.
Балансные схемы в основном делают в интегральном исполнении [6]. Для балансных преобразователей используются дифференциальные каскады (рисунок 3.1).
Коллекторное напряжение на смесительные транзисторы VT1 и VT2 подано через среднюю точку катушки индуктивности выходного резонансного контура, настроенного на промежуточную частоту. Токи i1 и i2 транзисторов VT1 и VT2 через выходной контур текут встречно, и выходное напряжение пропорционально их разности. Напряжение гетеродина на смесительные транзисторы подано через транзистор VT3 синфазно. Поэтому токи i1 и i2 с частотой гетеродина, его гармоник и составляющие токов шумов гетеродина, имеющие в обоих транзисторов одинаковые фазы, взаимно компенсируются и не создают напряжения в выходных цепях. Под действием напряжения гетеродина меняется крутизна характеристики каждого из транзисторов VT1 и VT2.
Рисунок 3.1 Схема балансного смесителя.
Напряжение сигнала действует на транзисторы смесителя противофазно, поэтому составляющие тока промежуточной частоты также противофазны. Эти токи в выходном контуре текут встречно, поэтому составляющие промежуточной часты складываются.
Также в балансном преобразователе, как и в балансном усилителе, происходит компенсация четных гармоник преобразуемого сигнала. В частности, в балансном преобразователе компенсируются помехи с частотами полузеркальных каналов.
Балансная схема является аналоговым перемножителем напряжений, построенным по методу переменной крутизны, т.е. на основе зависимости крутизны транзистора от тока эмиттера. Такая схема не балансна по одному из напряжений, одно из них проходит на выход. Схема двойного балансного смесителя для напряжений сигнала и гетеродина приведена на рисунке 3.2. Смеситель построен на основе трех дифференциальных транзисторных пар. Напряжение Uc подано на транзисторные пары VT1, VT2 и VT3, VT4 крутизна характеристик которых меняются под действием напряжения Uг с помощью транзисторов VT5 и VT6. На тразисторы каждой пары напряжение сигнала подается противофазно, а напряжение гетеродина - синфазно на оба транзистора одной пары, но противофазно для разных пар. Токи всех транзисторов определяются ГСТ на транзисторе VT7, напряжение на базе которого стабилизировано цепью из резистора R1 и транзистора VT8 в диодном включении.
Рисунок 3.2. Смеха двойного балансного смесителя.
Основными параметрами балансного смесителя являются:
Рабочий диапазон частот;
Динамический диапазон;
Коэффициент шума N;
Подавление напряжения входного сигнала на выходе по отношению к уровню сигнала промежуточной частоты Sс;
Подавление напряжения гетеродина на выходе по отношению к уровню сигнала промежуточной частоты Sг;
Коэффициент передачи по мощности K.
Рассмотрев различные варианты схемы построения смесителя остановимся на двойной балансной схеме смесителя в интегральном исполнении.
3.2 Выбор элементной базы
Произведя обзор по отечественной и зарубежной элементной базе был выбран наиболее подходящий смеситель. Сверхширокополосный монолитный интегральный смеситель М43209, применяется в качестве двойного балансного преобразователя частоты, имеет следующие параметры [9]:
Рабочий диапазон частот - 15-1000 Мгц;
Динамический диапазон - не менее 80 дБ;
Коэффициент шума N - не более 8 дБ;
Подавление напряжения входного сигнала на выходе по отношению к уровню сигнала промежуточной частоты Sс - не менее 20 дБ;
Подавление напряжения гетеродина на выходе по отношению к уровню сигнала промежуточной частоты Sг - не менее 20 дБ;
Коэффициент передачи по мощности K - не менее 7 дБ.
3.3 Расчет смесителя
Синтез смесителя как было сказано выше произведем на основе сверхширокополосного монолитного интегрального смесителя М43209, его схема приведена на рисунке 3.3.
Возьмем за основу типовую схему включения, но при этом внесем некоторые изменения. Так как гетеродинный вход дифференциальный, то на вход дополнительно включим трансформатор, чтобы можно было использовать синфазный сигнал гетеродина, таким образом напряжение на гетеродинах входах будет противофазно. На сигнальный вход будем сразу подавать противофазный сигнал с ПАВ - фильтра, так что отпадает необходимость использовать трансформатор. На выходе смесителя поставим резонансный контур. Схема включения приведена рисунке 3.4:
Рисунок 3.3. Схема электрическая принципиальная М43209.
Сигнал подается на дифференциальный вход модуля (выводы 6,7 ). Сигнал гетеродина подается также на дифференциальный вход (выводы 1,2 ). Резистор R1 служит для согласования выхода гетеродина и входа смесителя. Конденсаторы С1 и С2 являются разделительными и служат для развязки смесителя и гетеродина по постоянному току. Номиналы конденсаторов рассчитываются по формуле 2.1, получаем что С1=С2>39 пФ. Возьмем номиналы конденсаторов из стандартного ряда С1=С2=470 пФ. Трансформатор Т1 служит для получения противофазного сигнала. Индуктивность обмоток рассчитывается по формуле 3.2.1:
(3.3.1)
где що - рабочая частота, рад/сек,
L - индуктивность обмоток.
мкГн
На выходе модуля (выводы 10,12) цепочки R3, С3 и R4, С4 является фильтрами нижних частот, предназначенные для фильтрации частоты гетеродина и несущей. Частота среза фильтра должна быть больше 5 МГц, чтобы не давилась промежуточная частота. Возьмем частоту среза fc=80 Мгц. Номиналы резисторов R3=R4=50 Ом, так как микросхема для устойчивой работы должна быть нагружена на 50 Ом. Исходя из этого рассчитаем номиналы конденсаторов С3 и С4 по формуле 3.2.2:
(3.3.2)
где R=R3=R4=50 Ом,
fс=80 МГц - частота среза.
Ф
Индуктивность обмоток выберем таким образом, чтобы резонансный контур, состоящий из индуктивности обмоток и С3, С4 были настроены на промежуточную частоту 5 МГц. Соединение обмоток трансформатора Т2, приведенные на рисунке 3.4, обеспечивает симметрию схемы и два несимметричных выхода. Индуктивность обмоток рассчитывается по формуле 3.2.3:
(3.3.3)
где L - индуктивность обмоток,
С=С3=С4=36 пФ - емкость контура,
fпр=5 МГц - промежуточная частота.
Гн
Емкости С5, С6 и индуктивность проводов служат фильтрами по высокой частоте 5 МГц в цепи питания. Индуктивность выбирается исходя из условия, что на высокой частоте оно имеет большое сопротивление порядка 1000 Ом.
Номиналы емкости рассчитываются по формуле .
Из ряда номинальных величин выбираем С5=С6=470 пФ
Емкость С7 и индуктивность проводов служит фильтром для низкой частоты в цепи питания. Индуктивность выбирается исходя из условия, что на низкой частоте оно имеет большое сопротивление порядка 1000 Ом. Номинал емкости С7 такой же, что и в цепи питания МШУ, т.е С7=0.047 мкФ.
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11
