ПАВ-фильтр состоит из передающего и приемного преобразователей, трансформирующих электрический сигнал в акустическую волну на входе и обратно на выходе устройства. Средой для поддержания ПАВ служит пьезоэлектрический звукопровод, на полированной рабочей поверхности которого располагаются преобразователи. Поскольку большинство типов преобразователей ПАВ обладает двунаправленностью излучения, то во избежание паразитных отражений на торцы звукопроводов наносят поглотители. В результате многократных отражений от краев электродов и несогласованности фильтра с внешними нагрузками возникают волны, отраженные от преобразователей. Известно, что наибольшие искажения характеристик фильтра вызывают сигналы тройного прохождения. Но т.к. РЛС работает в режиме непрерывного излучения, то этот эффект мало влияет на точность измерений.
Один ПАВ-фильтр поставим перед МШУ для селекции внешних помех и предохранения МШУ от перегрузки.
Из определения коэффициента шума N четырехполюсника следует, что шумы зеркального канала, так называемые зеркальные шумы, в режиме однополосного приема увеличивают N, поскольку мощность этих шумов попадает на выход смесителя и не может быть отнесена к мощности шумов источника сигнала. При использовании широкополосного МШУ перед смесителем зеркальные шумы значительно (примерно на 3 дБ) ухудшают общий коэффициент шума, так как их мощность в этом случае равна приблизительно половине общей мощности шумов на выходе приемника. Поэтому второй ПАВ-фильтр поставим после МШУ, для подавления зеркальных шумов на его выходе.
Таким образом исходя из выше приведенных соображений можно сформулировать технические требования для ПАВ-фильтра:
центральная частота 808 МГц,
полоса пропускания МГц,
полоса пропускания по уровню -25дБ - МГц, так в преселекторе стоит два ПАВ-фильтра, то они обеспечат избирательность при расстройке 20 МГц - 50 дБ, что требуется в техническом задание.
прямые потери не более 0,2-0,5 дБ, чтобы фильтр не сильно увеличил коэффициент шума приемника.
Рассмотрим средства обеспечения избирательности по второй зеркальной помехе, она будет в диапазоне частот от 807,840 МГц до 808 МГц. После первого преобразование частоты спектр помехи перенесется на частоты от 4,840 МГц до 5 МГц.
Простейшим и часто используемым методом решения этой задачи является использование на выходе смесителя фильтра того или иного типа, затухание которого в полосе частот сигнала мало (L<1..1,5 дБ), а в полосе частот зеркального канала велико (L>13..15 дБ). Однако при промежуточной частоте 5 МГц и при полосе частот сигнала 160 кГц, у фильтра относительная полоса пропускания должна быть около 3,2 % и коэффициент прямоугольности около 1,5 по уровням (20/3)дБ. Создание LC-фильтра с такими параметрами трудно и нецелесообразно вследствие большой добротности катушек и температурной нестабильности элементов. Применение пьезоэлектрических и пьезокерамических фильтров также неоправданно из-за дороговизны разработки и производства этих фильтров.
Применение УПЧ с настроенными контурами, с двухконтурными каскадами, с попарно расстроенными одноконтурными каскадами, с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты и т.п., конструктивно неприемлемо из-за большого числа каскадов 7-8, также из-за сложностей настройке.
При третьем методе подавление зеркального канала применяют схему фазового подавления зеркального канала. Преобразователь с компенсацией помех зеркального канала можно построить по схеме, приведенной на рисунке 1.2. Принцип работы такого двухканального компенсатора с фазовым подавлением состоит в том, что принимаемый сигнал в разных каналах имеет одинаковую фазу и при суммирование в общем тракте удваивается, а зеркальные помехи противоположны по фазе и компенсируют друг друга.
Рисунок 1.2.Схема двухканального компенсатора с фазовым подавлением.
Напряжение от гетеродина uг=Uгcos(щгt+цг) подается на смесители См1 и См2. Напряжение сигнала основного канала uс=Uсcos(щсt+цс) и зеркального канала uзк=Uзкcos(щзкt+цзк) подаются на смеситель См1 непосредственно и на смеситель См2 через фазовращатель Фв1 со сдвигом по фазе на 900. В качестве основного канала принят сигнал на частоте fc=fг-fпр, в качестве зеркального fзк=fг+fпр. На выходе См1 после фильтра ФПЧ будет выделяться напряжение промежуточной частоты основного и зеркального каналов:
uс1=UсKпcos[(щг-щс)t+цг-цс],
uзк1=UзкKпcos[(щзк-щс)t+цзк-цг].
Здесь Kп-коэффициент передачи смесителя вместе с фильтром ФПЧ.
На выходе См2 (коэффициент передачи фазовращателя полагается равным единице)
uс2=UсKпcos[(щг-щс)t+цг-(цс+900)],
uзк2=UзкKпcos[(щзк-щс)t+цзк+900-цг].
После фазовращателя Фв2 фаза сигнала uс2 оказывается такой же, как у uс1 (цс1=цс2=цг-цс), а фаза помехи uзк2 отличается от фазы uзк1 на 900. При одинаковых коэффициентах передачи трактов смесителей напряжение сигнала на выходе сумматора имеет удвоенную амплитуду, а напряжение зеркальной помехи взаимно компенсируется и на выходе отсутствует.
В принципе в компенсаторе можно не использовать Фв1, тогда на смесители должно подаваться напряжение гетеродина с взаимным фазовым сдвигом 900. Также технически проще реализовать взаимный фазовый сдвиг 900 после смесителей, если поставить в обе цепи фазовращатели, чем обеспечить фазовый сдвиг 900 только в одной ветви схемы.
1.6 Расчет коэффициента усиления приемногоё устройства
В техническом задании задана эффективное значение выходного сигнала Uэф=0.3 В, рассчитаем необходимый коэффициент усиления приемного тракта.
Зная минимальную мощность входного сигнала рассчитаем коэффициент усиления.
(1.6.1)
где Рcmin -чувствительность приемника,
R=50 Ом - сопротивление нагрузки по входу,
Uвых=0,3 В - напряжение выходного сигнала.
По формуле 1.6.1 получаем.
дБ
1.7 Выбор функциональной схемы приемного устройства
Исходя из выше приведенных соображений произведем выбор функциональной схемы приемного устройства.
В преселекторе для увеличения динамического диапазона поставим схему ослабления сигнала, состоящих из двух переключателей в одной ветви стоит МШУ, а в другой ветви аттенюатор. При измерении большой дальности - сигнал слабый, тогда в цепь включен МШУ, при измерении малой дальности - сигнал сильный, тогда в цепь включен аттенюатор, что позволяет увеличить динамический диапазон на величину Кмшу+Lа , где Кмшу - коэффициент усиления МШУ, Lа - ослабление аттенюатора. В техническом задании динамический диапазон должен быть 90 дБ, приемник обеспечивает 68 дБ, следовательно, ослабление аттенюатора для обеспечения заданного динамического диапазона должно быть не менее 12 дБ, это значение взято с запасом.
Потери в переключателях должны быть не более 2,5 дБ, так как суммарные потери в пассивных элементах, стоящих перед МШУ должны быть не более 3 дБ, а прямые потери в ПАВ-фильтре не более 0,5 дБ.
Исходя из выше изложенных соображений, преселектор будет состоять из следующих блоков: ПАВ-фильтр (ПФ), переключатель (SPDT), МШУ, переключатель (SPDT), ПАВ-фильтр (ПФ). Коэффициент усиления по мощности преселектора равен:
К=Кмшу-2(Lпер+Lф)=20-2(2,5+0,5)=14 дБ
где Кмшу - коэффициент усиления МШУ,
Lпер,Lф - прямые потери в переключателе и в ПАВ-фильтре.
Преобразователь частоты (ДБС) по первой промежуточной частоте поставим после преселектора. Схема должна иметь два выхода: один - для выделения ФКМ-сигнала, второй для дальнейшей обработки сигнала, для выделения дальномерной частоты и фазы сигнала. Коэффициент усиления транзисторных смесителей в интегральном исполнение около 10 дБ.
Для подавление пассивных помех после смесителя поставим режекторный фильтр (ПЗФ), технические требования на который сформулированы в пункте 1.3.
Для переноса спектра сигнала на вторую промежуточную частоту и подавления зеркального канала применим схемы двухканального компенсатора с фазовым подавлением зеркального канала, его схема и принцип работы рассмотрена в пункте 1.5. Перед фазовращателями поставим фильтр верхних частот (ФВЧ) с наклоном АЧХ +12 дБ/окт.
Из практики известно, что на транзисторные смесители подается мощность гетеродина примерно -30 дБ/Вт, следовательно, мощность сигнала должна быть на входе смесителя не более -40 дБ/Вт, чтобы не было нелинейных искажений, что влечет появления второй, третьей и т.д. гармоник, а значит появление ложных целей.
Тракт низкой частоты охватим цепью АРУ для компенсации флуктуации сигналов от целей. Флуктуация целей составляет примерно 20 дБ, поэтому АРУ должно иметь глубину регулировки не менее 20 дБ. АРУ реализуем с помощью введения в схему управляемых аттенюаторов (УА). Последний каскад тракта низкий частоты (УНЧ) сделаем с ручной регулировкой усиления, для установления уровня выходного сигнала. После управляемых аттенюаторов поставим усилительный ограничительный каскад, для того чтобы сильная помеха на входе приемника не перегрузила последние каскады приемника. Ограничитель сделаем симметричным, потому что при ограничение сигнала будут появляться только нечетные гармоники и их мощность много меньше, чем мощность первой гармоники, т.е. полезного сигнала, поэтому ложных целей не будет.
Функциональная схема приемника приведена в приложении В.
2. Расчет преселектора
2.1 Выбор схемы малошумящего усилителя
В соответствии с выше приведенными соображениями необходимо, чтобы малошумящий усилитель отвечал следующим техническим требованиям:
коэффициент усиления не менее 20 дБ;
коэффициент шума не более 3 дБ;
динамический диапазон не менее 90 дБ,
центральная частота 808 МГц.
кроме этого имел высокую стабильность характеристик, высокую надежность работы, малые габариты и вес.
Принимая во внимание предъявляемые к малошумящему усилителю требования, проведем рассмотрение возможных вариантов решения поставленной задачи. При рассмотрении возможных вариантов учтем те условия, в которых будет эксплуатироваться приемо-передающий модуль (размещение на борту летательного аппарата и воздействие внешних факторов, таких как перепад температур, вибрации, давление и т.д.). Проанализируем малошумящие усилители, выполненные с применением различной элементной базы.
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11
