Получаемые таким или другим способом колебания оказываются недостаточно стабильными по амплитуде и по частоте, в особенности при их управлении. При этом характеристики управления, как правило, являются нелинейными, что определяет целесообразность их линеаризации и стабилизации.
Основополагающим методом решения данной проблемы является разработанный нами метод линеаризации и термостабилизации характеристик нелинейных элементов [4,7], изложенный в работах [1,2].
Применительно к управлению формируемых колебаний данный метод отличается лишь реализацией образцового преобразователя “параметр - напряжение”, который в данном случае должен быть преобразователем частоты в напряжение (ПЧН) при линеаризации характеристики управления по частоте и широкополосным амплитудным демодулятором (АД) (выпрямителем) при стабилизации амплитуды колебаний.
Рис. 8. Структурная схема управляемого по частоте и амплитуде
автогенератора
Принцип действия подсистем регулирования основан на сравнении преобразуемых сигналов, пропорциональных амплитуде и частоте, с опорными напряжениями и источников 3 и 7 соответственно с образованием разностных сигналов, которые после усиления в сравнивающих устройствах 5 и 9 изменяют состояние автогенератора 1 так, что его амплитуда и частота остаются неизменными. При изменении управляющего напряжения в контуре регулирования частоты и опорного напряжения в контуре регулирования амплитуды соответствующим образом подстраиваются амплитуда и частота колебаний автогенератора. Одновременно возможно получение ЧМ и АМ колебаний, если к установленным напряжениям и добавить с помощью переключателя 11 и сумматоров 4 и 8 соответствующий уровень модулирующего напряжения от генератора 10.
В связи с тем что амплитуда регулирующих сигналов МЭУ, как правило, не превышает 10 В, в качестве сравнивающих устройств 5 и 9 подходят стандартные ОУ без обратной связи или с ООС определенного вида для улучшения динамических свойств регулирования с возможно большим коэффициентом передачи на постоянном токе, так как ошибка в стабилизации соответствующих параметров тем ниже, чем выше этот коэффициент [2].
2.2. Теоретические основы управляемых автогенераторов
Эквивалентная схема замещения автогенератора (рис. 9) включает колебательный контур, представленный в виде двух противоположных по знаку реактивных сопротивлений с волновым сопротивлением
, (15)
эквивалентную активную составляющую проводимости
, (16)
широкополосный усилитель с комплексным коэффициентом передачи и управляемую полную проводимость . При этом реактивные составляющие входного сопротивления усилителя и монтажа схемы скомпенсированы на рабочей (резонансной) частоте соответствующими реактивностями колебательного контура. Знак “-” перед реактивным сопротивлением соответствует емкости C, а знак “+” – индуктивности L колебательного контура. Активные составляющие колебательного контура и входа усилителя представлены в параллельной схеме замещения. Выходная проводимость усилителя удовлетворяет условию
Рис. 9. Эквивалентная схема замещения управляемого генератора
При полной компенсации активных составляющих возникает генерация сигнала и, следовательно, выполняется баланс активных мощностей в колебательном контуре [8]:
, (18)
где , и - модули токов и напряжения, соответствующие комплексным , и , представленным на рис. 9; - угол сдвига фаз между током и напряжением в цепи ПОС.
Система уравнений, описывающая схему, представленную на (рис.9), и позволяющая определить величины, входящие в (18), имеет вид
,
, (19)
.
Решая систему (19), получаем
, (20)
. (21)
Так как схема предназначена для компенсации только активной составляющей проводимости, целесообразно в качестве регулирующих использовать элементы с чисто активным, емкостным или индуктивным характером проводимости .
Рассмотрим возможность использования в качестве активной проводимости , реализуемой на основе ПТ. При соблюдении условия (17)
. (22)
На основании (20)-(22) определяем величины, входящие в (18):
, (23)
, (24)
, (25)
где
. (26)
Подставляя (23)-(26) в (18) и учитывая (16), находим реализуемую отрицательную активную проводимость, компенсирующую проводимость колебательного контура
. (27)
При условиях и , легко выполнимых на практике, выражение (27) упрощается
. (28)
Погрешность, допускаемую при данных ограничениях, оценим на основании сравнения соотношений (27) и (28)
. (29)
Если предположить, что в рабочем диапазоне частот усилитель не будет иметь фазового сдвига (), то выражение (29) упрощается
. (30)
При неограниченном уменьшении входной проводимости усилителя по сравнению с проводимостью колебательного контура () погрешность (30) реализации отрицательной активной проводимости
(31)
и схема (см. рис.9) позволяет получить высокую линейность компенсации проводимостей резонансного контура в широком диапазоне изменения его активной составляющей, связанной как с перестройкой по частоте (15), так и с изменением основных параметров (L,C).
При использовании управляемой проводимости (8.260) в виде емкости () реализуемая отрицательная активная составляющая проводимости по аналогии с (28)
. (32)
Для реализации схемой (см. рис.9) отрицательной проводимости необходимо в (32) обеспечить .
Проведенный анализ для случая показал, что схема, представленная на рис. 9, ведет себя так же, как и при (32). Однако при реализации этого варианта в интегральном исполнении имеются трудности, связанные с проблемой индуктивности в микроэлектронике [1].
3. Прецизионный амплитудный модулятор
Совмещение функций генерирования и модуляции по амплитуде или частоте колебаний в автогенераторе нецелесообразно, так как это приводит к неконтролируемому повышению нестабильности частоты, которую стремятся уменьшать всевозможными средствами, включая термостатирование автогенератора. В связи с этим данные операции разделяют, оставляя функцию генерирования колебаний в автогенераторе, а функцию модуляции колебаний осуществляют с помощью отдельных амплитудных или частотных модуляторов, что определяет необходимость совершенствования их схемотехники.
Построение амплитудных модуляторов, работающих на относительно низких и средних частотах c использованием ПТ и ОУ, а также перемножителей сигналов, рассмотрено в работах [1,3].
Широкополосный амплитудный модулятор, способный работать на высоких (сотни мегагерц) частотах, может быть реализован на основе схемы ШУН (рис. 10) с симметричным выходом и управлением высокочастотного (несущего) сигнала путем изменения тока ГСТ под влиянием низкочастотного (модулирующего) сигнала , так как коэффициент передачи ДУ линейно связан с величиной этого тока.
Для изменяющегося во времени тока ГСТ амплитудного модулятора, представленного на рис.10, в котором модулирующий сигнал подается в его токозадающую цепь через повторитель сигнала на ОУ1, можно записать:
, (33)
где , и - напряжение питания отрицательной полярности, напряжение база-эмиттер БТ Т3 и постоянная составляющая тока ГСТ
. (34)
Выходное симметричное напряжение модулятора с учетом (33)
, (35)
где - изменяющаяся во времени t крутизна БТ дифференциальной пары Т1, Т2.
Рис. 10. Прецизионный амплитудный модулятор
При входных синусоидальных сигналах
, (36)
, (37)
где , и , - амплитуды и частоты соответственно несущего и модулирующего сигналов,
выходное напряжение (35) модулятора приобретает вид амплитудно-модулированного колебания
, (38)
где и m – амплитуда несущей и глубина модуляции с учетом (34) сигнала с АМ,
, (39)
. (40)
Как следует из формулы (39), коэффициент передачи по несущей
(41)
соответствует коэффициенту передачи ДУ, амплитуда неискаженного выходного сигнала которого не может превышать удвоенного значения падения напряжения на резисторе нагрузки в режиме покоя. Следовательно, максимальный уровень несущей на симметричном выходе модулятора должен удовлетворять условию
, (42)
при этом уровень входного сигнала (36) может быть не выше удвоенного температурного потенциала
Страницы: 1, 2, 3, 4
