Uвх Uвих Uвих ВУ

Nр ?N Nвих

Рис. 5. Функціонльна схема зворотньої системи ЦАРП

Нехай число регульованих елементів п = 6 і відповідно код регулювання -шестирозрядний. Максимальне значення шестирозрядного двійкового коду

N р max = 25 + 24 + 23 + 22 + 2 +1 = 63

( Nр = ап-1 2n-1 + а n-2 2 n-2 +...+ а n-1 2n-1 + ...+а1 2 1 + а0 20,

де аj = 0 або 1 ). Нехай загальний динамічний діапазон регулювання посилення Gр - 126 дБ. Тоді ціна молодшого розряду т = Gp/Np max = 126/63 =2 дБ.

Для і-го регульованого елемента перепад посилення G pi =т2 n-1 дБ,

Таким чином, регульовані елементи повинні давати наступні перепади підсилення (див. табл. 3.1).

Таблиця 3.1.

Ціна молодшого розряду визначає досяжну точність регулювання при ідеальній роботі всіх інших елементів схеми. В принципі можна мати як завгодно високу точність роботи ЦАРП. тому що цифрова схема запам'ятовування Np є ідеальним інтегратором і забезпечує системі властивість астатизму.

Розглянемо коротко особливості амплітудних характеристик регульованого підсилювача при дії АРП (рис. 6. Амплітудна характеристика регулювання підсилення ). Якщо система АРП відсутня (крива 1), то, починаючи з деякого значення Uвх n з'являється перевантаження підсилювача і його здатність передавати збільшення напруги Uвх губиться. При цьому амплітудна модуляція вхідної напруги спотворюється або усувається зовсім.

При наявності незатриманої системи АРП (крива 2) коефіцієнт підсилення починає зменшуватися з появою напруги Uвх , однак скривлення амплітудної характеристики ще не свідчить про перекручування АМ-сигналу, якщо система АРП інерційна. Зображені на рис. 6 амплітудні характеристики є статичними і зняті при повільній зміні напруги Uвх, тобто при замкнутій системі АРП. Інерційна система АРП не замикається для складових корисної модуляції і тому, захищаючи підсилювач від перевантаження, сприяє неспотвореному відтворенню цієї корисної модуляції сигналу на виході. При наявності затриманої (або підсилено-затриманої) системи АРП (крива 3) коефіцієнт підсилення слабких сигналів (U вх < Uвхmin) не знижується й амплітудні характеристики підсилювача без АРП і з АРП збігаються за умови U вх < Uвх min. Починаючи з деякого значення U вх АРП, сам ланцюг АРП починає перевантажуватися і його стабілізуюча дія послабляється.

Елементи систем АРП

У загальному випадку в систему АРП входять регулюємі елементи, амплітудний детектор із примусовим зсувом (затримкою) або без нього, фільтри і додаткові підсилювачі на змінному або постійному струмі (до детектора АРП або після нього). Специфічними тут є регулюємі елементи, тому далі вони розглядаються більш докладно. Звичайно застосовуються чисто електричні методи регулювання. Основними з них можна вважати наступні [9]:

зміна підсилювальних параметрів активних приладів шляхом додатка регулюючої напруги Uр до їхніх електродів. При цьому змінюється режим роботи активного приладу, тому подібні способи зміни посилення іноді називають режимними;

використання аттенюаторів. що включаються в тракт проходження сигналу і керованих регулюючою напругою UР;

3) застосування керованих ланцюгів негативного зворотного зв'язку. При цьому регулююча напруга U р впливає на елементи, що визначають коефіцієнт передачі ланцюга зворотного зв'язку ? = U oc / Uвих , що приводить до зміни посилення підсилювача, охопленого негативним зворотнім зв'язком;

4) зміна навантажувальних опорів підсилювальних каскадів шляхом застосування керованих опорів -- варикапів, варисторів, діодів, біполярних і польових транзисторів.

Використовуються і комбіновані схеми регулювання, що поєднують кілька перерахованих методів регулювання.

Приведемо кілька конкретних прикладів різних регулювань посилення. Режимні регулювання найкраще реалізуються стосовно до польових транзисторів і електронних ламп. У цих приладів крутість S залежить від напруги між затвором і джерелом (сіткою і катодом), причому в області напруг, де струми затвора або керуючої сітки відсутні. Це дозволяє подачею UР у ланцюг затвора або керуючої сітки регулювати посилення каскаду практично без витрати потужності від джерела напруги UР.

Принципові схеми введення напруги UР стосовно до польових транзисторів приведені на рис. 7. У схемі рис. 7, а регулююча напруга вводиться в ланцюг затвора через СR - фільтр, що володіє малою постійної часу і призначений тільки для фільтрації складових несущої частоти сигналу. Напруга UР має негативний знак, тому що використовується транзистор з n-каналом, а збільшення Uр повинне приводити до зниження крутизни.

У схемі рис. 7, б напруга Uр вводиться в ланцюг другого затвора двухзатворного транзистора з р-каналом. В обох випадках при Uр - 0 положення робочої точки визначається автоматичним зсувом за рахунок опору Ru, (|Е0| = ІоRu). Це опір, створюючий зворотній зв'язок на постійному струмі, перешкоджає зміні крутизни S при впливі UР і тому іноді виключається зі схеми регульованого каскаду. У цьому випадку початкова напруга зсуву подається по ланцюгу напруги Uр (UР = Е0 при непрацюючій системі АРП).

Для підсилювачів на польових транзисторах можна вважати, що залежність коефіцієнта підсилення від напруги UР К0 (UР) цілком визначається залежністю S (Uр), тому що Ко = SRеК, а RеК = const.

У схемах підсилювачів на біполярних транзисторах регулююча напруга звичайно вводиться в ланцюг бази (рис. 8. а,б Схеми підсилювачів на біполярних транзисторах) з такою полярністю, щоб його збільшення зменшувало колекторний струм Ік транзистора. Низькочастотна крутизна S0 біполярного транзистора, його вхідна g і вихідна g1 провідності, а також постійна часу t залежать від струму Ік так, як показано на рис. 9. Таким чином, при збільшенні напруги Uр буде зменшуватися струм Ік, а також крутизна S0, що і потрібно для здійснення АРП. Однак одночасно зменшуються вхідна і вихідна провідності, що приводить до росту підсилення попереднього і даного каскадів.

З розгляду цих ефектів випливає, що режимне регулювання біполярних транзисторів утруднене за рахунок впливу протилежно змінюючихся параметрів. Необхідно, щоб визначальною була зміна крутизни S0. Цій умові звичайно задовільняють транзистори з великим значенням ? = h21 е (коефіцієнт передачі струму в схемі ОЕ) і малим опором бази rб. Регулююча здатність залежить від робочої частоти. На даній робочій частоті модуль крутизни

,

причому т змінюється так само, як і S0 (див.рис. 9).

Якщо , то S >>S0, але при режимне регулювання взагалі неможливе, тому що |S| перестає залежати від Ік.

В основі регульованого підсилювача, зображеного на рис. 8, б, лежить часто використовувана в прийомній техніці диференціальна мікросхема в особливому включенні. Транзистори VТ3 і VТ2 утворюють каскодне з'єднання. Регулююча напруга подається на базу транзистора VТ1. При підвищенні напруги Uр транзистор VТ1 усе більше відмикається, його струм збільшується. Одночасно падає колекторний струм транзистора VТ2, тому що сума цих струмів дорівнює току транзистора VТ3 і практично постійна. Таким чином, регулювання підсилення відбувається за рахунок непрямого впливу напруги Uр на струм і крутизну транзистора VT2 завдяки перерозподілові струму транзистора VТ3, між транзисторами VТ1 ,VТ

Зі сказаного випливає, що на підставі залежностей (звичайно експериментальних), зображених на рис. 9, можна побудувати залежність K0(Ik)=S(Ik)Rek(Ik), а потім перерахувати зміни колекторного струму Ік у зміни регулюючої напруги Uр і одержати залежність К0 (Uр). Діапазон зміни коефіцієнта підсилення одного каскаду при режимному регулюванні не може перевищувати деякої межі, обумовленої просочуванням сигналу через майже закритий транзистор (паразитні ємності) і припустимим максимальним струмом через нього. Звичайно не вдається одержати зміни посилення на один каскад більш ніж у 60…80 разів, а з урахуванням припустимих нелінійних перекручувань що обгинає -- у 15… 20 разів.

На рис. 10. приведено приклади керованих атенюаторів, які використовуються як регулюємі елементи систем АРП. На рис. 3.10, а зображена схема двухланкового діодного аттенюатора. Діоди VD1 і VD2 при відсутності напруги UР максимально відімкнуті від'ємною напругою, що знімається з дільника R1R При цьому коефіцієнт передачі максимальний, тому що внутрішній опір діодів мінімальний. В міру збільшення напруги Uр діоди підзапираются, їхні опори збільшуються і коефіцієнт передачі падає. Відношення Kmax/Kmin може досягати 103 на не дуже високій робочій частоті. Варто враховувати, що при сильних сигналах діоди працюють в області великої кривизни їхніх характеристик і нелінійні перекручування можуть досягати неприпустимих значень. З урахуванням цього не рекомендується змінювати коефіцієнт передачі одного осередку аттенюатора більш ніж у 60… 70 разів. На рис. 3.10, б роль регульованого опору грає польовий транзистор VТР (R -- опір, що гасить). Регульований польовий транзистор встановлюється в режим малої напруги на стоці і працює на ділянці вихідної характеристики, розташованої до крапки перегину. У цьому режимі польовий транзистор має внутрішній опір, що залежить від напруги на затворі.

При слабкому сигналі Uр = 0 і транзистор замкнений. Коефіцієнт передачі при цьому максимальний. По мірі збільшення сигналу підвищується напруга Uр (у даному випадку Uр < 0, тому що транзистор має р-канал) і транзистор відмикається, знижуючи свій внутрішній опір. Перепад опорів, що дається польовим транзистором з ізольованим затвором, може бути дуже великим (Rі ? 700 кОм + 500 Ом). Відношення Kmax/Kmin для однієї ланки може досягати 103 ? 3 · 103 при порівняно невеликих нелінійних перекручуваннях, тому що транзистор саме при великих сигналах працює в області найвищої лінійності характеристик. Це характерно для схем, у яких регульовані елементи стоять в паралельних гілках аттенюатора.

Страницы: 1, 2, 3